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組合式三相雙Buck寬變頻逆變器

  組合式三相雙Buck寬變頻逆變器王慧貞單任仲洪峰嚴仰光(南京航空航天大學航空電源航空科技重點,具有以下特點:共用一路帶中點的直流電源;無橋臂直通問題,可靠性高;可高頻率高效率運行,有利于減小濾波器體積重量;組合式逆變器具有很強的帶不平衡負載能力。本文首先對雙Buck逆變器進行了研究,通過分析和理論建模得到電流環的等效模型,與以往直接將整個電流內環等效成為比例環節不同,本文是通過對滯環比較器的作用分析入手得到系統內環的傳遞函數,通過必要的化簡得到系統內環可以等效為一階慣性環節,電流內環可以降階,系統的物理意義明確;其次對表1NBHCM模態下DBI的功率管開關組合狀態與橋臂輸出電壓狀態的關系在逆變器電路中,濾波電感電流在逆變橋輸出電壓Ui(士Ud)和輸出電壓的共同作用下而改變,忽略電感電阻以及線路電阻,有因為開關頻率fs遠大于輸出電壓的頻率fo,所以在一個開關周期T內,可以近似認為輸出電壓恒定不變,設為U>,則電感電流在At內上升A/,有在Si導通、關斷期間,從to到to+ti時段內,Ui=+Ud,Al=在Si關斷、VDi導通期間,從t0+ti到t0+T期滯環控制型逆變器的開關頻率入手,得到變頻輸出時濾波器參數的選取與電流滯環寬度和更低開關頻率有關,與輸出頻率無關,使輸出濾波器得到解耦設計,并優化設計了輸出濾波器;后應用數字控制技術實現36屮800Hz寬變頻基準電壓輸出,實現逆變器在全頻率范圍好的輸出電壓波形目前,應用于逆變器的調制方案主要有兩種:SPWM調制與滯環電流型調制對于雙Buck逆變器,采用半周期SPWM調制能解決環流能量問題,但逆變器在電感電流斷續區輸出電壓波形畸變大,系統動態性能差滯環電流型調制方案消除了SPWM調制方案下輸出電壓波形畸變及系統動態性能的問題,本文設計研制了一臺三相6kVA/115V逆變器樣機進行,輸出電流在每半個周期內分別等于單個電感電流滯環電流兩態控制的工作原理如下:電感電流與電流基準(電壓誤差信號)相減得電流誤差信號ie,ie再經滯環比較器得到PWM信號,經隔離放大驅動功率管控制電感電流在設定的正負環寬內士h)。如所示,當ie大于正環寬(+h)時,滯環比較器輸出低電平,逆變橋輸出-1態,電感電流下降;當ie低于負環寬(-h)時,滯環比較器輸出高電平,逆變器輸出+1態,電感電流上升,從而保持ie始終限定在正負環寬內。

  根據式(3),(4),可以得到逆變器的瞬時開關頻率根據電流環簡化控制框,可以得到電流環的開環、閉環傳遞函數分別為由式(5)可以知道,滯環電流控制模式下的開關頻率是不固定的,和母線電壓Ud、滯環寬度和輸出電壓u以及濾波電感L的值都有關系。在輸出電壓U為零時存在更高開關頻率1.2電流環等效模型電流環控制框圖如所示。由于滯環控制是非線性控制的一種,很難用線性系統的方法來分析。s+rL其中:a= 8)分析,電流環的零點是由負載輸出濾波電容和等效串聯電阻決定的,因此電流環的引入并不會影響傳遞函數的零點分布。如果rL和rc足夠小可以忽略,那么電流環的傳遞函數可以簡化為G(s)當電流環的放大倍數足夠大的時候,傳遞函數的一個極點趨向于-1/RC,因此這個極點對系統的影響可以忽略,而另外一個極點趨向于-K(A)/L,將成為主導極點從上面的分析可以得到:引入電流環可以降解由LC濾波器產生的諧振極點,而主導極點的位置受到LC濾波器中的濾波電感限制,也決定了電流環可允許的益由電流環等效控制框圖,可以得到電感電流的表達式為是非線性的滯環比較控制用描述函數替代的電流環等效控制框圖其中N(A)=nA 2'nf,A多h,M為輸入母線電壓,h為滯環寬度大小,A為電流給定基波幅值大小K(A)壓有一個Av的階躍,那么電感電流會有一個穩定的輸出量Av可以簡化為Av/K(A),當電流環的放大倍數K足夠大的時候,將電感電流的表達式簡化為在實際中電感的nK(A),進一步簡化為的電流環控制框圖如圖£6所示。al Eiecnc卩此吐快。

  電流環等效控制框圖在實際控制系統中,因為滯環寬度h取得很小,通常取電感電流的10%左右,可以認為Ah,把電流環看成是一個一階慣性環節,有一個等效電氣時間常數L/K(A),從中可以看出影響電流環時間常數的一個重要因素就是濾波電感,濾波電感越大則電流環的時間常數越大,則電流環的響應速度越慢,反之則時間常數越小,響應速度越2LC濾波器解耦設計3三相寬變頻基準產生本文應用TI公司的數字信號處理芯片TMS320LF2407A和D/A轉換芯片TLV5618A產生三相寬變頻基準信號,寬變頻逆變器的基準信號對系統輸出電壓的波形質量非常重要,產生頻率精度高、失真度小的三相寬變頻基準是本系統研宄的一個重要方面利用數字處理信號處理芯片通過查表指令和D/A轉換實現正弦基準輸出。修改定時該逆變器的輸出頻率范圍是360-保證在該頻率范圍內都能得到很好的輸出波形質量,濾波器的優化設計具有一定的難度通過前面的分析得到逆變器的瞬時開關頻率更大和小開關頻率分別為逆變器輸出的諧波頻率直接與開關頻率有關,更低次諧波頻率也就是更低開關頻率,為了保證濾波器的濾波效果,濾波器的諧振頻率須遠小于更低次諧波頻率。確定了濾波器的諧振頻率/之后,只需再確定電感或電容的大小就能確定濾波器的參數。由于本逆變器采用電感電流滯環控制,濾波電感的大小直接影響逆變器的開關頻率/s,為了提高更低次諧波頻率就必須減小濾波電感,由上節推導的結果可知,濾波電感越小電流環響應越快,但減小濾波電感會使電感中的電流脈動增加,電感的磁滯損耗也會相應的增加,同時會使系統平均開關頻率增加,這對系統的效率和可靠性都是不利的,因此濾波電感的選取范圍就縮小了很多。

  根據本逆變器的主要參數:360V;輸出電壓= 115V;輸出頻率/= 360-800Hz;輸出功率Po=2kVA設計本逆變器的更低開關頻率為/s=電感電流脈動取20%的額定負載電流,可以確定環寬的大小為h=3.4,代入式(14),確定濾波電感的大小為243PH為了盡可能減小濾波器的體積,取濾波器的諧振頻率為更低次諧波的四分之一,根據濾波器的諧振頻率本逆變器實際LC濾波器的參數為:L器周期中斷和正弦表大小相結合,實現變頻輸出將整個寬變頻范圍360-800Hz分為360-500Hz,500-650Hz,650-800Hz三個頻率段,對應建立3個不同大小的正弦表,然后再通過修改定時器周期中斷頻率來得到寬變頻輸出,這樣既能保證中斷頻率不會相差太大,又使可調節的頻率精度有所提高。

  4仿真與實驗分析4.1仿真采用Saber仿真軟件對本文的組合式三相雙Buck逆變器進行了仿真,仿真條件為阻性滿載。仿真波形依次為800,650,500和360Hz時阻性滿載輸出電壓波形4.2實驗與分析為了驗證本文提出的一種新穎組合式雙Buck逆變器的工作原理、理論建模和高效率、高可靠性等特點,制作一臺6kVA原理樣機進行實驗分析驗證,得到下列實驗數據和實驗波形。

  表2給出了系統在輸出頻率為400Hz下的不250 H,C=14.7F平衡試驗數據,實測數據表明1/6,1/3不平衡負載時,輸出電壓不平衡度小,且系統從空載到滿載輸出電壓下降>2V,系統具有較硬的外特性。

  表2寬變頻逆變器輸出400Hz實測數據負載輸出相電壓/V不平衡度空載額定負載ib=ic=表3給出了系統在不同輸出頻率條件下輸出電壓失真度的實驗數據,本逆變器系統全頻率范圍內系統輸出電壓Zhd> 2%,但輸出電壓失真度和輸出頻率之間的關系是非線性的,主要原因有:(1)由于輸出濾波器的截止頻率是固定的,系統在高頻800Hz輸出時,其相應的低次諧波頻率是低頻輸出的兩倍多,因此輸出基波頻率越高輸出電壓失真度越小;(2)由于系統采用滯環電流控制,其諧波頻譜是離散的,系統采用的是固定環寬控制,輸出基波頻率越高,系統平均開關頻率與基波頻率之比就越小,控制上就會使得系統低次諧波含量增加,綜合上述分析得到并不是系統輸出基波頻率越高輸出電壓失真度越大。

  表3逆變器輸出頻率與輸出電壓失真度數據率在800Hz時,系統半載以上效率略有降低,輸出頻率越低效率越高由于本寬變頻輸出逆變器的控制電路和參數都是相同的,電壓調節器和電流滯環比較器相同,可以近似認為不同輸出頻率時逆變器的開關狀態是相同的,逆變器功率器件的開關損耗相同,而造成系統效率不同的主要因素是磁心損耗,鐵氧體材料在低頻下主要損耗是磁滯損耗,渦流損耗和剩余損耗所占的比例很小可以忽略1是逆變器的輸出外特性曲線,曲線表明:采用滯環電流控制的雙BUCK逆變器在各種輸出頻率下均具有小的輸出靜差,并且靜差隨著輸出頻率的降低而減小。

  變頻輸出買驗波形0效率曲線表明,輸出功率在500W以上系統效率都不小于94%,額定效率都在95%以上,說明雙Buck逆變器具有很高的效率。,系統輸出頻本文提出了一種新穎的組合式三相雙Buck逆變器拓撲共躦直流電源具蔌橋臂艦效,率高、易于實現高頻化運行的特點對兩態滯環電流控制型逆變器的電流內環進行了建模和理論分析,從理論上得到:引入電流內環可以降解LC二階系統為一階系統,其等效電氣時間常數L/K針對滯環電流控制開關頻率變化范圍寬的問題,提出了一種輸出濾波器的解耦設計方法,并進行實驗驗證。后實現了800Hz寬變頻輸出原理樣機

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